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자작 교실

진공관 앰프 자작시 필요한 기초 지식입니다.
작성자 남명우역
ㆍ추천: 0  ㆍ조회: 19854      
  진공관앰프 기본설계법(일본 구로가와)

 

진공관앰프의 기본설계법

 

이 글은 일본의 구로까와 다쯔오의 "디지털 시대의 진공관앰프"라는 책의 설계부분을 발췌하여 한국진공관앰프동호회의 남명우 회원이 번역한 것입니다.  자작인의 좋은 자료가 되길 빕니다.


* 기본설계 
* 설계방법


좋은설계의 전형으로, 마란츠의 파워앰프 8B를 꼽을수 있는데, 실제로 더 이상의 손질이 필요가 없고, 6CA7은 실제 힘을 FULL로 내고 있다. 이러한 설계는 실제 MANUAL, CATALOGE, DATA 만으로 만드는 것은 아니다.
경험과 기초지식을 가진 사람이 설계한 것이 BALANCE 가 맞는것이 많다.
이하에서는 혼자서의 설계를위해, 진공관 MANUAL에 기재되어 있는 Ep-Ip 동작곡선을 출력의 계산과 6L6GC 의 예를들어 설명하고자 한다.


* A1급P.P  AMP의 설계


7591을 예로 들면 A1급P.P AMP를 제작할 경우, 규격표에는  AB1급의 동작만 나타나 있으므로 새롭게 설계하여야 한다. B전압은 300V로 가정한다. 

         
                                                              <그림1>

<그림1>을 보면 제2 그리드 전압이 300V일때의 Ep-Ip동작곡선이다. B전압과 플레이트전압이 동일하다고 보고, 같은 그림상의 PL전압 300V부분에 선분 AB를 긋는다. 동작점이 AB위에 있으면 항상 B전압 300V의 조건은 충족된다.   다음으로 A-1급 동작의 조건은 입력음성전압의 시간에 대한 변화에 대해, 항상 PL전류가 0 이되지 않으면,그리드(이하 G)전류도 흐르지 않으므로, G 바이어스는 PL 전류를 끊을때, G전압이 +영역으로 들어가 G전류가 흘러버리게 된다.
1/2이 넘을경우에도 대출력때 CUT, OFF 영역으로 들어가,PL전류가 도중에 끊기게된다. 7591의 CUT OFF 전압을 읽긴 어렵지안 약 -22V정도임을 알수있다. 바이어스는 그 중간점인 -l1V로하면 좋고 AB의 G전압 -l1V점에 동작점 0를 취한다. 동작점 0은 PL손실 19W의 쌍곡선커브 안쪽으로 들어가 있어, 무신호때의 최대손실(PL 손실)면에서도 문제가 없음을 알수있다.
          
                                                      <그림2>

  출력은 <그림2>의 동작점 왼쪽에 생긴 삼각형 OPQ의 면적과 오른쪽에 생긴 삼각형 O'P'Q'의 면적의 합으로 나타난다. 즉 삼각형 OPQ와 O'P'Q'는 동작때의 전압과 전류변화의 크기이고, 이것을 출력이라 한다. 따라서 어떤 동작점 0이 주어졌을때, 최대의 출력을 얻기 위해서는 삼각형 면적이 최대가 되도록 하고 항상 0를 지나도록 해서 road line OP를 그으면 된다.
선을 긋는 방법은 눈대중으로 해서 POP'를 그으면 부하저항은 PO에서 전압/전류에 의해서 
                      
                  (300V-60V) / (0.l85A-0.055A) = l846Ω

7591의 부하저항은 l846Ω이라고 할 수 있으나, 출력트랜스의 표시임피던스는 1차선 전체의 임피던스이므로 l846Ω의 4배 즉, 7.3K가 최적부하저항 이므로 입수하기 쉬운 8K p.p용이면 적당할 것이다.
출럭은 삼각형 OPQ면적과 0'P'Q'면적의 합이므로 
        
        (300V-60V) * (0.185A-0.055A ) /2+ (380V-30OV) * (0.055A-0.01 A ) /2 = 15.6 + 1.8 = 17.4W

 이상으로 새로운 동작인 PL전압 300V, 제 2 G 전압 300V, PL전류 110mA, 부하저항 8KΩ, 출력 17.4W 를 얻을  수 있게된다.

 

* AB1급  P.P 경우의 계산법 


 원리적으로는 A1급 P.P와 같고 동작점 0보다는 많은 바이어스 부분으로 정하고, 대입력때 PL전류가 cut off 되는것을 인정하는 것이 다르다. 일반적으로 A1급 P.P에 비해 최적부하저항이 낮아지고 출력도 증가한다
최대출력의 계산은 AB1급의 경우 동작점 0가 Ep-lp동작곡선상에서, A1급의 경우보다 오른쪽 아래로 내려간 경우가 많고, OPQ 의 기여가 상당히 적게 되므로, 이것을·무시하고 삼각형 OPQ의 면적만으로 계산하는것이 보통이다. 동작점 0 는 PL손실이 그 진공관에 규정된 최대 PL 손실로 정해진 위치에서 해야하지만, road line 을 반드시 최대 PL손실의 쌍곡선 안쪽으로 할 필요는 없고, <그림1>과 같이 부분적으로 초과한 모양으로 설정할 수 있다.

           
                                                               <그림1>

 

*A1급 Single 의 경우 계산법 

  
이것도 기본적으로 A1급 P.P 의 경우와 같다. 가장 큰 변화라고 한다면, 보통 설계법에서는 road line이 최대 PL 손실 쌍곡선의 안쪽을 통하도록 그어지는 것으로, 예를들면 6GA4의 PL전압 250V에 있어, A1급 Single의 동작은 부하저항 5KΩ으로서 <그림1>과 같이 된다. Single의 경우 Ep-Ip동작곡선상므로 road line의 저항값이 그대로 출력트린스의 1차측 임피던스가 된다.
출력은 <그림1>의 삼각형 SPR의 1/8로 구할수 있다. 6GA4의 경우
                      (400V-85V)*(0.082A-0.02A)/8 = 2.44 W
가 된다. 이값은 규격표의 2.2W에 가까운 수치로 충분히 신뢰할 수 있다. 
           
                                                          <그림1>

 

*Ep-Ip 동작곡선을 모를경우계산법 

 
Ep-Ip 동작곡선을 이용할 수 없는 경우도 있다. 규격표에는 G전압이 OV또는 IV부근의 PL전압이 낮은 경우의 data가 나와있다. 예를들면 수직출력용의 18GV8 에서는 G전압이 1V에 PL전압이 5OV일 경우의 PL전류가200mA로 주어지고있다.<그림1>  이것은 18GV8의 Ep-Ip동작곡선 <그림2> 그림상의 동그라미 표시한 부분을 나타내고있다. 이부분은 7591의 경우, 삼각형 OPQ의 P부분에 해당되고,18GV8에서 최대출력을 얻는경우, 부하저항선이 반드시 통과해야 하는 부분을 나타내고 있다. 따라서 하나의 동작점 0를 최대 PL손실과 공급 B전압에서 구하면, 삼각형 OPQ를 결정할 수 있고, 출력과 부하저항을 구할 수 있다. 이 방법은 TV의 수평편향출력관을 오디오용으로 응용할 경우 유효히다. 때로 동작에만이 주어지는 경우가 있는데, 이것만으로는 충분한 신뢰성을 가지고 최적부하저항을 구하기 곤란하다. 편리한 방법으로는 대표적 동작예로 나타난 조건이<그림3> 그림상의 0점을 나타내는 것으로 해석해서 부하선을 긋는 방법이 있으나,이것은 최후의 수단이다.

           

                                                 <그림3>  

 

전압증폭관의 출력전압 구하기 

전압증폭관의 주어진 부하저항과 B전압에 있어서의 출력전압과 증폭도도 Ep-Ip동작곡선을 시용해서 구할 수가 있다. 아래 그림을 보면 이것은 6DJ8의 Ep-Ip동작곡선 이지만, B전압 200V에 있어서의 출력전압을 구하려한다. B전압 이외의 동작조건을 규정하는 것은, PL전압, PL전류, G전류및 부하저항이 있으나 이 예에서는 부하저항이 7.5KΩ에서 시작하여 주어진 경우를 생각한다.
                          200 / 7.6 = 0.0263
 부하선은 PL전압 기본상의 200V점 A와 PL전압선상의 26,3mA앞 B의 사이에 직선 AB를 그을수있다. 여기서bias-3V를 동작점 0로 하면, PL전압은 300V그때의 PL전류 10mA를 그림 상에서 구할 수있다. 증폭도는 G전압이 -3V에서 -2V로 변할때 부하선상의 G전압은 130v에서 110V로 변화하므로
                       (130V-ll0V)/{-3V-(-2V)} = -20
에 의해 20배인것을 알수있다. 부호가 - 인것은, 위치가 반전되어 있는것을 말한다. 최대출력전압은 G입력에 최대 -1V까지를 허용히는 경우 G에 있어 동작점을 중심으로한 + -2V에 대응하는 PL전압의 변화인
                        165V-85V = 80Vpp(56vrms)
가 된다. 뮬라드형 앰프의 위상반전회로와 같은, 일종의 차동회로의 경우에도 같은 과정으로 계산할 수 있으나, 증폭도는 입력전압의 절반이 K와 G에 덧붙여진 것으로 볼 수 있으으로, 그림에서 구한값의 약 1/2이 된다.
전압증폭단설계의 경우 G bias가 -1V보다 낮은 영역을 K에서의 전자가 가진 처음 속도에 의한 G전류가 흐르게 하기위해, 가능한 이 영역에 들어가지 않도록 해야한다. 또 부하저항은 내부저항의 2~4배의 값으로 하는것이 적당하다. 이것보다 적으면 차이가 커져 출력전압도 감소하고 지나치게 크면 출력 임피던스가 증가해서 고역특성이 악화된다.
          

 

*출력단 위상보정형 AMP에 대하여 


 내가 설계한 앰프는, 거의 출력단 위상보정형 앰프이다.종래의 진공관앰프가 갖고있던 고역의 찌그러짐 개선에 상당히 유효한 방법이라 생각하고 아래에 그 원리를 설명하고자 한다.
이회로의 특색은 진공관을 사용한 앰프임에도 불구하고, 광범위힌 주파수 특성과 질 좋은 고역특성을 얻을 수 있다.  지금까지 부궤환앰프에서는 부궤환을 안정시키기 위해 필요한 고역 STAGA 비율은 다음과 같은 방법으로 하고 있었다. 즉 초단및 차단의 고역주파수 특성을 위상보정회로에 의해 고의로 출력단보다 좁은 영역으로해서, 출력단 고역쪽의 cut off주파수의 몇분의1 을 cut off하는 것이다. 지금까지의 진공관앰프를 보면, 낮은 주파증폭용 진공관을 사용하면, 진공관의 내부저항,부하저항의 최적값, 입출력 용량 및 배선부유용량 등의 영향으로 초단및 차단의 고역쪽 cut off는 80KHz이상으로는 얻을수 없고, 반면 Hi-Fi용 고성능 트랜스는 보통 100KHz이상의 영역을 갖고 있으므로, 위에 기술한 방법이 유일의 STAGA 비율 확보의 방법이 되고 있었다. 

         
                                                           <그림1-a>
           

                                                            <그림1-b>

<그림1> 의 증폭기에서는 위상보정 회로가 초단출력쪽에 삽입되어 있고, 초단의 고역에 있어 실효교류부하저항이 내려가듯 움직인다. 실효부하저항이 내려가면 이득이 내려가고, 기대한 목적을 딜성하긴 하나, 고역대 출력의 저하, 고역 출력 왜율의 약화 등, 같은 앰프 제작에 근거를 둔 고역의 이득 저하에 비한 부궤환량도 저하되어, 고역에 있어 고품위의 출력을 얻는 것이 근본적으로 곤란하다는 문제가 있었다.  진공관앰프에서 10KHz의 왜율이 lKHz나 100KHz에 비해 나쁜것은 이 위상보정의 영향이라 생각된다.
    
                                                               <그림2-a>


                                                                  <그림2-b>

                    
                                                                    <그림2-c>

   <그림2>는 본 형식의 앰프이다. <그림2-a>는 구성, <그림2-b>은 예를 나타내고 있다.
초단및 차단의 증폭관이, 종래 주로사용됐던 l2AX7,12AU7 등에 비해 내부저항이 1/10 이하, 또는 그 이하의 것(6DJ8)을 사용하고, 부하저항 R4, R6, R7 은 종래의 그것에 비해 1/5 이하인 8KΩ 이하의 수치를 사용하고 있다. 결과적으로 <그림2-c>의 D (네번째 그림)의 종합 주파수특성에서 알 수 있듯이 <그림1-b>의 D에 비해 고역의 레스폰스및 부궤환량 감소가 현저히 개선되고, 위상보정회로는 불필요하거나 필요한 경우에도 출력단에 설치되어 cut off주파수도 종래에 비해 높아지므로 고역의 왜율도 개선된다. 또한 주파수특성도 종래의 앰프에 비해 상당히 신장되어 스피드있는 앰프를 제작할 수 있다.      

 

6L6GC A1급 P.P 20W AMP 설계


* 출력과 출력관의 선정


3-4평정도의 방에서 92dB이상의 능률을 가진 중형이상의 SYSTEM을 가진것을 전제로 하고 설계를 한다.
10W + 10W 의 앰프는 저음부의 해방감이 부족하므로 출력은 20W + 20W 로 하고.1장의 샤시에 전원부를 포함해서 제작 하기로 한다.  20W라고 하면 출력의 선택범위가 넓고 ( 6CA7, 6L6GC, 7591, 6550 등 )다양하다. 그 중 6L6GC의 PL손실이 30W로 크고, 여유있는 A1급  P.P 도 있어 이것을 선택하기로 한다.
* 회로구성의 결정 
     
                                                        물라드형 앰프 
                                                           <그림1>

      
                                                         알텍형 앰프
                                                           <그림2>

출력단 위상보정형식의 구성은 <그림1>의 뮬라드형으로 결정했지만 알택형과 함께 비교해보자. <그림2>의 일텍형은 위상반전의 바른모양과 반대모양의  출력임피던스가 디르고, 고역에서 위상을 벗어날 염려가 있다. 또 Al급 p.p에서는 B전압이 낮으므로 곤란하다.

   
                                                    간이 물라드형 앰프 
                                                          <그림3>

<그림3>의 간략한 물라드형은 출력관의 전력감도가 높지않으면 gain이 부족히다. 6L6GC의 bias7를 -22V(p.p)=16Rms 약 16배의 이득이 필요하며, 6dB의 NF외 4dB의 캐소드 NF에 의한 이득김소를 계산하면, 약 50배의 이득이 필요하고, 차동회로의 경우 증폭도는 보통의 저항종합회로의 반이 되므로 결국, 필요한 증폭도는 100배이상이 되므로 성립하기 어렵다.

회로수의 결정 

1.) 출력단의 검사 

     
                                      <그림1>

그림 <그림1>를 보면 6L6GC는 제2그리드 전압이 300V인 경우 cut off전압은 -45V로 추정할 수있다. A1급 동작은 어떠한 입력싱태라도 PL전류가 0 이 되지 않으면 제1그리전류도 흐르지 않으므로 bias는 -45V의 중간부분인       -22V를 취한다. PL전압은 300v.PL전류는 60mA를 알수있다.

2 )위상반전단의 직류검사
 
내부저항이 낮은 초소헝 6350의 road line을 보면, 만약 초단의 PL전압을 110v로 하면 위상반전단의 유효한 전압은 약 180v가 된다.

    
                                                             <그림2>

<그림2>의 6350 동작곡선에 있어 PL전압 180v부분 A점을 기점으로 5K, l0K, 20K 의 road line을 긋는다. 각 선분은 6L6GC의 소유입력전압인 44V(p.p)에 대해 충분하지만 하나당 소비전류를 8mA로 히면 (초단에 합계 20mA정도 필요하다고 하면 52mA - 2OmA = 32mA 로 하나당 8mA) 10K부근의 load를 취하는 것이 좋다.
 부하저항을 10k로 하고 동작점을 cut off전압 약 -11V와 full swing때의 전압 OV의 중간으로 선택하면
  Ec = -5.6V 그때의 PL전류는 5.0mA가 된다.
6350의 Rk는 10mA의 전류로 l16v를 양쪽단에 생기게 하면 좋으므로 ohm의 법칙으로 11.6K 가 된다. 물라드형의 언빌란스는 다음식으로 구할수있다.
               rp + Rα 
    m=   -------------    (Rα는 부하저항과 둘째단 Rg합성값)
             (1 tu) * Rk
동작조건에 있어 6350의 증폭율(u) 17, 내부저힝(rp)을 6400Ω, 둘째단 6L6GC의 Rg는 100K를 대입하면 m = 0.074가 되므로 <그림3>의 V2에는 10K * 0.074 = 740Ω을 10K 저항에 첨가 해야한다.

                
                                         <그림3> 

*초단의 직류 검사 


 B전류의 잔여분은 52mA-20mA=32mA 이다. 소요입력전압을 1V. 6L6GC의 제1 그리드 소요전압이 I6V(=44V P.P) 라고하면 앞단부분에서 16배 이득이 필요하게 된다.이중 6350의 위상반전단이 4배의 증폭도를 가지므로
초단에 기대된 이득은 4배가 된다. 여기에 6dB의 roof NF 와 4dB의 캐소드 NF를 걸면 4배*10dB, 즉 4배 * 3.16배 = 12.6배가 최소한 필요하게 된다. 이정도의 이득을 갖는 3극관은 많이 있으나 초단은 잡음에 민감하고 이득은 계산대로 얻을 수 없다는 것을 고려해서 약 20배의 이득을 갖는 6922/F88CC를 사용하기로한다. 초단의 PL전압은 위상반전단의 검사에서 110V정도로 가정하고 있으며 <그림1>의 Ed 110v부근에 직선을 긋는다.

          
                                                              <그림1>

초단이 3극관에서는 G전류가 가능한한 흐르지 않토록 해야 하므로, 초속도전류가 흐르기 시작하는 bias전압 -1V이하의 낮은 부분을 사용하지 않도록 설계해야한다. 즉 입력전압이 1V rms라고 가정하면 pick값으로 1.41V가 나오므로 6922의 bias는 1.41V + 1V = 2.41V 보다 높아야 한다. 그러나 bias가 지나치게 높으면 제2차 고주파의 어긋남이 증가하므로 양자의  밸런스를 생각해서 bias는-2.5V가 좋겠다.
 이것으로 동작점 O가 정해진다. 부하저항을 5K로 하면, B전압이 140V정도로 되고, 제2차 고주파의 어긋남과 출력전압이 염려된다. 20K로 하면, B전압이 280V정도로 되고, 위상반전단과의 디커플링이 재미없어진다. 고역특성은 부하저항이 낮은편이 좋으므로 10K로 힌다.
  이때의 B전압은 <그림1>에 의해 190V, PL전류 BmA가 되고 캐소드저항은 2.5V를 8mA로 만들어 312Ω이 된다. 또 위상반전단의 B전압을 270V로 하면 위상반전단과 초단사이의 디커플링저항은 12.5K로 계산할 수있다.
 

*부궤환을 원활하게 하기위한 STAGA 비의 설정 


 6L6 p.p 는 캐소드 NF만 있으면 댐핑팩터가 1 전후 밖에 되지않아 부족하다. 전체의 외율도 포함해서 6dB정도의 roof NF를 사용하기로 한다. 거기서 문제가 되는것은 앰프의 안정성과 음질에 커다란 영향을 끼치는 STAGA 비와 위상보정이다. 고역의 위상보정에 대해서는 출력단 위상보정형앰프에서 지금까지의 설계과정으로 부하저항을 낮게함으로 해결한다. 나머지는 저역에서 문제가 되는 STAGA비 인데, 결론부터 말하면, 물라드형 앰프는 저역에 대해2단 앰프이므로 진동하지 않는다. 그러나 이것은 이론적, 이상적 조건에서의 이야기로 실제로는 전원부의 시정수가 한계가 있고, 6350의 그리드가 완전히 접지되어있지 않고, 대용량 콘덴서의  사이에 들어가 있어 불안정한 동작이 된다. 따라서 최악의 STAGA비인 위상반전단의 시정수와 출력단의 시정수비가 1:1이 되는것은 피해야하고, 이것을 고려해서 결합용 콘덴서의 용량을 선택해야 한다. 시정수에 STAGA비를 설정하기 위해서는 우선 출력단의 시정수 (Tt )를 파악할 필요가있다. Tt는 다음식으로  구할 수 있다.
                              Tt=  L
                                    Rt
  단. R은 출력트랜스의 1차 임피던스와 출력관의 내부저항에 의해 형성된 출력단의 병렬합성저항값이 된다. L은 사용한 출력트랜스에 의해 결정된 값으로, 출력트랜스의 카다록에는 반드시 1차측 임피던스의 값이 기재되어있
다. 덧붙여 말하자면 Tango7 의 XE-60-5 를 시용하면, 1차 임피던스는 최대 380H.최소 160H가 된다. Rt는 이 앰프의 캐소드NF를 가설하고 있으므로 계산으로 구하기가 곤란하다. 그러나 지금까지의 경험으로
다극관 P.P에 캐소드 NF를 가설할때, 댐핑팩터가 1전후가 많다는 사실에 입각해서 Rt는 출력트랜스의 1차임피던스(R1)의 1/2로 가정한다. 그렇다고하면 Rt는 2.5k가 되고 위의 식에 대입하면
  
                      Tt(max) = 0.15 Ω       Tt(min) = 0.064 Ω
 
이상으로 Tt는 0.064에서 0.152까지 변화하는 것을 알수있다. Tt는 출력관과 회로형식에 출력트랜스가 편성되어 결정된 것이므로 쉽게 변하지는 않는다. 따라서 STAGA비를 설정하기 위한 대상은 위상반전단과 출력단 사이에
형성된 시정수 Tt가 되는 것이다. Tt외 Tc가 1:1로 되는것을 피하기 위한 콘덴서의 용량 Cc는 6LSGC의 그리드는 100K로서 
                        Cc < 0.064/0.1(MΩ) = 0.54(㎌)
                        Cc > 0.152 / 0.1(MΩ) = 1.52(㎌)

0.64㎌보다 작거나 1.52㎌ 보다 크게하는 것이 적당하다. 따라서 가격과 부피가 적당한 0.47로 하고, 내압은START 시에 400V이상 소비하므로 충분한 용량으로 정한다.
고역도 마찬가지로 부유용량과 MIRROR 효과 등을 기초로 계산 할 수있다. 그러나 부유용량은 배선의 완성상태에 크게 좌우된디. 또 실제로 측정할수도 없고 가정을 해서 계산한다고 해도 충분한 재현성을 얻을수 없으므로 완
성후 오실로스코프로 방형파 측정으로 조정하는 것이 좋겠다. 지금까지의 검토로 만들어진 증폭부의 회로를
<그림>에 제시한다.

        
                                                                       <그림>


 

*전원부의 설계


   이상의 검토로 B전압은 300v, B전류는 300mA정도 있으면 종폭부의 요구에 응할 수있다. 정류관은 5AR4가 가장 인기가 있지만 최대직류전류가 250mA 이라 이번의 목적에는 약간 부족하다. 그러므로 최대 직류정류관인 5U4GB를 이용한다. 5U4GB의 동작그래프에서 보듯이 320V단자에 연결하면 약 300V의 출력전압을 얻을 수 있으므로 적당하다. 5U4GB의 정류출력의 필라멘트 단자에 접속한 input콘덴서는 최대한 인풋 서지 커렌트를 방지하기 위해 50㎌ 이하로 한다. 쵸크코일 뒤에넣는 콘덴서는 47 - 220㎌정도를 넣는것이 보통이다.
 
* 트러블을 일으키지 않기위한 배선방법 
 
1. 앰프의 마지막 특성은 배선의 방법이 결정한다.
   
앰프의 배선도에 대한 설계는 샤시에 부품을 붙여 배선을 끝내고 비로서 구체적인 모습을 나타낸다. 새로운
    이론적인 시도도 진귀하고 좋은것을 선택한 앰프도 이 배선공정 없이는 음을 들을 수 없다. 그래서 새로운
    시도와 진품의 실력을 충분히 발휘할 수 있는가 없는가는 배선의 잘 잘못이 열쇄가된다.
2. 웨스턴 일렉트릭의 배선 수법을 배우자.
    
배선기술은 기본적으로 경험에 의존한다. 웨스턴은 프로중의 프로이고 배선처리에 있어서는 부품변화의
     대응과 보수정검에 대한 배려 등은 감동적이기조차 하며, 오래 인상에 남는다.
3. 요점은 접지(Earth)에 있다.
    어스처리를 적절하게한 앰프의 경우 잔류잡음은 무궤환시에도 0.2mV, 6dB roof궤환때에는 0.1mV이하로
    확보하는것도 가능하다.
4. 어스는 각 증폭단마다 모으도록 하자.
   

                                                                      <그림1-a>
  
                                                                       <그림1-b>

    음성신호는 초단부터 점차 증폭되어 레벨은 각단마다 커진디. 이때 각단의 증폭을, 증폭도를 기대한 회로
    에서는 캐소드접지형을 취하므로, 음성신호의 증폭은 캐소드의 귀로를 토대로 생각하면 좋을것이다.
   <그림1>을 전형적인 물라드형앰프의 회로인데, 우선 모노럴을 생각해보자. <그림1-a>의 어스귀로 성격을
   분석하먼 <그림1-b>가 되고, 신호증폭상으로 다른역활을 하는것을 알 수 있다. 각각의 특징은

    1) 앰프는 초단 그리드 rick R1에 생긴 신호전압을 증폭한다. 이 때문에 신호전압이 바르게 초단그리드와
        캐소드의 귀로사이에 걸리게 되고, R1의 return은 초단캐소드비의 귀로와 겹친다. 이단은 신호전압이 낮아
       쉽게 잡음이 생기므로 주의를 요한다. R1이 VR인 경우 VR의 리턴을 초단캐소드의 귀로로 되돌리게 된다.
    2) R3는 초단캐소드의 귀로이므로 이단의 어스수용을 위한 기준점이 되어야한다. 그 밖의 것으로 부터의 귀로
        를 수용하는것을 생각해서 샤시상의 위치, 수용rug의 크기를 결정하는 것이 필요하다.
    3) C2는 증폭단 B+의 기준을 정하므로 초단 캐소드의 귀로에 접속한다.
    4) C3의 귀로는 위상반전단의 그리드에 들어간 신호전압이 어스폭의 기준점이 된디. 그러므로 위상반전단의
        귀로로 되돌린다.
    5) R9는 위상반전단의 캐소드귀로 이므로, 이단의 기준점이 되어야한다.
    6) C4는 위상반전단의 B+토대를 결정하므로, 캐소드의 귀로에 접속한다.
    7) C7은 출력단의 그리드에 들어간 신호전압의 기준점을 결정하는 것이므로, 출력관의 캐소드와 그리드
       사이에 신호전압이 걸리도록 히기위해 캐소드 귀로로 돌린다.
    8) 출력단의 캐소드 귀로이므로, 어스의 기준점이 되어야한다. 2)와 동일처리
    9) 전원부의 C이므로 뒤에설명
   10) 출력트랜스의 2차측 어스는 특히 roof궤환이 있는 경우, 초단에 있어서 초단의  입력전압과의 비교기준을
        정하는 Point가 되므로 이론적으로 말하면, 초단의 어스Point로 되돌리는 것이 가장 좋다. 그러나 실제로는
        출력단 어스 point와 타협하는 경우가 많다. 스테레오일 경우 <그림2>와 같다.
        
                                                                    <그림2>

5. 1점 어스 잡음 대책
 
<그림2>의 각단 어스점을 한곳으로 모은것이 1점 어스이다.
6. 샤시의 어스확보는 한곳으로
    샤시의 교류적 전위는 잡음 대책점으로 초단의 어스 포인트와 동일 위치로 하는것이 좋다. 이렇게 하면 왜래
    잡음에 민감한 초단의 자신의 전위에 둘러 싸이게 되어 불리하게 되지만, 초단의 어스 포인트에서 와이어를
    일으켜 입역단자 부근의 샤시에 접속한다.
7. 전원부의 어스처리는 리플처리와 신호처리를 구분한다. 
 
<그림3>을보면 전형적인 양파회로를 사용한 전원회로인데, 여기에서의 어스 처리도 중요하다.
            
                                                                      <그림3>

    C1은 상당히 큰 전류와(리플) 트랜지언트 진동전류가 흐른다. 특히 실리콘 다이오드의 경우, 트랜지언트 진동
    에 의한 영향은 잡음을 주위에 퍼지게 한다. 따라서 리플전류를 최단거리에서 트랜스의 Center 로 되돌려야
    한다. C2는 C1 과의 사이에 쵸크코일을 지나며 리플전류를 무시할 수 있다. 따라서 B전압의 교류적 임피던스
    를 내려 B+가 신호전압에 영향을 끼치지 않도록 하는것 이므로, 대용량의 C를 써서 출력단의 어스포인트에
    접속하는 것이 좋다. 이것을 도식하면 <그림4>)가 된다.
          
                                                                      <그림4>

8. 어스 주변의 납땜은 부품을 전부 설치한 후에 한다. 
9. 출력단 위상보정형앰프는 최소한 그룹별 어스를 한다.
10.배선을 길게해도 좋은점 나쁜점이 있다.
    앰프의 배선에서 1점어스 등을 확실하게 실시하려고 한다면 샤시안에서 소켓의 단자와 부품 혹은 어스와의
    거리를 아무래도 길게해야만 하는 경우가 있는데 이때, 길어도 좋은가 니쁜가 혹은 부품의 경우 어느쪽을
    길게해야 하는가 하는 의문을 갖게된다. 실제 main roof 궤환의 초단폭 배선을 부주의 하게되면 발진을 일으
    킬 수도 있다.배선은 다음과 같은 방법으로 한다.
  1) 임피던스기 높은부분을 짧게한다. 어스단이나 그리드 주위가 두드러진다. 또 물라드형의 캐소드도 신호를
      넓히므로 주의해야한다.
  2) roof 궤환의 초단 캐소드 접속방법은 출력트린스의 2차를 연장해서 초단의 캐소드 바로앞에 R NF를 놓아야
      한다.
  3) 신호전압이 높은부분, 출력관의 PL주위는 신호를 발산하므로 짧게한다.
  4) 스피커의 배선중 앰프안쪽부분의 배선은 많은전류가 흐르므로 주의, Single앰프는 <그림5>과 같이 된다.
     *표가 붙은곳은 길게 하면 저항(R)의 의미가 없어져 버리므로 주의해야한다. 
       

                                                                  <그림5>

     한편 전원부와 어스귀로의 배선 등은 그룹별 어스를 택하고 있으면 길게해도 상관없다.
11. 제작후의 조정이 앰프의 질을 결정한다.
     앰프는 아무리 간단하더라도 최종적인 조정과정을 거처야만 기대한 성능을 얻을 수 있다. 조정작업의 특색은
     측정기가 주된 역할을 히지만, 앰프를 만드는 사람 모두가 저주파회로의 측정에 필요한 기기를 기지고 있을
     수는 없으므로, 현재 수중에 갖고 있는 측정기로 얼마만큼 dada를 피악하느냐가 주제가 된다.
     우선 tester 가지고 하는 경우를 보면 제작기사의 배선도 기재의 전압치 설계때의 계산과, 작도에서 구한 전압,
    전류와 실제기제에서 얻어진 전압, 전류와의 차이를 발견할 수있다. 전압에 관해서는 공급 AC전압이 같으면 
     표준 ±5% 이내의 값을 얻을수 있는것이 보통이다. 최악의 경우라도 ±10 % 이내이고, 이것을 넘으면 곤란
     하다.  어디에 이상이 있는지, 부품을 착각했는지 검사할 필요가 있다. 이때는 차분히, bias를 늘려야 하는지
    줄여야 하는지 생각하고 처리해야한다.  당황하면 역조작을 해서 진공관이 과열된다. 전압증폭관의 경우 전압
     보다 분산은 많아도 ±10% 이내가 된다.  P.P의 경우 양쪽관의  직류밸런스를 맞춰야 하는것은 말할것도 없
     다. 이경우 한번 맞추고 1주 정도 사용한 후 다시 맞추면 완벽하다.



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