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자작 교실

진공관 앰프 자작시 필요한 기초 지식입니다.
작성자 DHTsound
ㆍ추천: 0  ㆍ조회: 7707      
  8-1.전압증폭회로의 설계와 계산-2 (2단직결회로)

 

전압증폭회로의 설계와 계산 그 2 (2단직결증폭 회로)


 

 

이번에는 같은 6FQ7의 2단증폭 회로에서, 단간 결합 콘덴서가 없는 직결 회로입니다. 단간 결합 콘덴서가 1개로 줄어들기 때문에, 회로 전체에 부귀환을 걸쳤을 때의 저역 안정도가 현격하게 좋아지기 때문에, 매우 많이 사용되는 회로입니다. 실제, 메이커제 메인 앰프의 거의가, 다양한 방법을 이용해, total 부귀환 루프내 에 있어 단간 결합 콘덴서의 수를 1개로 줄이고 있읍니다.

2단직결 회로에서는, 초단 플레이트에 직접 다음단 그리드가 접속되기 때문에, 당연한 일입니다만, 초단 플레이트와 다음단 그리드가 같은 전위가 됩니다. 그 결과, 다음단 캐소드가 꽤 높은 전위가 되기 때문에, 다음단이 증폭 회로로서 사용할 수 있는 실질적인 전원 전압이 낮게 됩니다. 설계의 포인트는, 초단 플레이트 전압을 가능한 한 낮게 하고, 다음단 동작 조건의 최적화입니다.


 

초단

우선, 먼저 초단 설계를 합시다. 설계 목표는 아래와 같습니다.

  • 사용 전압 증폭관 : 6FQ7(=6CG7,6SN7GT)
  • 전원 전압 : 150∼180V
  • 다음단입력 impedance : 직결 이기때문에 저항은 없음
  • 플레이트 부하 저항 : 56kΩ
  • 최대 출력 전압 : 3Vrms이상(8.5Vp-p)
  • 이득 : 16배이상

대체적인 로드 라인이 밑그림입니다. 전원 전압 =172V, 플레이트 부하 저항 =56kΩ, 플레이트 전압 =60V, 플레이트 전류 =2mA,  바이어스=-1.6V입니다. 이 동작점에 있어 Ep-Ip 특성 곡선의 접선으로 산출한 내부 저항의 기울기는 약 12kΩ입니다.

캐소드 저항값은, 1.6(V)÷2(mA)=800Ω이기 때문에, 이것을 750Ω+47Ω으로 분할해, 750Ω측에는 콘덴서를 병렬로 넣읍니다. 거기서 내부 저항 및 이득은,

13.5kΩ = 12kΩ + { 47Ω × ( 22 + 1 ) }· · · 내부 저항

17.7배 = 22 × { 56(kΩ) / ( 13.5(kΩ) + 56(kΩ) ) }· · · 이득

이 됩니다. 회로도로 표시하면 아래와  같이 됩니다.


 


 


 

다음단(드라이버단)

다음단의 설계를 행하기 위해서는, 다음단의 전원 전압을 결정하여야 합니다. 그런데, 초단과 직결로 한 것으로써, 다음단의 캐소드 전위가 높게 되고 있습니다. 캐소드 전압은, 그리드 전압보다도 바이어스 전압분만큼 높게 되는 것입니다만, 로드 라인도  있지 않기 때문에, 정확한 바이어스 전압을 모릅니다.

잠정적으로 바이어스 전압을 -5V로 짐작하여, 설계를 진행합니다. 그리드 전압은, 초단 플레이트 전압과 같기 때문에 이것은 61.6V입니다. 이것에 5V를 더해, 캐소드 전압을 66.6V로 합니다.

전원 전압 공급은, 전장에 의하면 최대 340V였기 때문에, 디카플링 저항에 의한 전압 강하분을 10V정도 예상해, 우선 330V라고 해 봅니다. 그러면, 다음단의 실질적인 전원 전압은, 330V-66.6V=263.4V가 됩니다.

  • 전원 전압 : 263.4V
  • 다음단입력 impedance : 220kΩ
  • 플레이트 부하 저항 : 33kΩ
  • 최대 출력 전압 : 45Vrms이상(127Vp-p)
  • 이득 : 14배이상

전원 전압 263.4V ,Ip=0mA로부터 단번에 33kΩ의 로드 라인(파랑)을 그려봅니다. 동작 포인트를, Ep=153V, Ip=3.4mA, Eg1=-5V로 짐작할 수 , 이 포인트를 통하는 28.7kΩ의 로드 라인(빨강)도 그립니다. 28.7kΩ이라고 하는 것은, 전장에서도 설명한 것처럼 플레이트 부하 저항 33kΩ과 다음단 그리드 저항 220kΩ과의 합성값으로, 이것이 이 증폭단의 실질적인 교류 부하가 됩니다. 

그런데, 이 동작 조건하에서 그리드 바이어스 -5V를 중심으로, -1V부터 -9V까지 변화한 경우의 로드 라인상의 플레이트 전압은, 87V∼209V까지 변화합니다. 바꿔 말하면, 이 경우의 출력 전압은 43Vrms(122Vp-p)가 됩니다. 설계 목표의 45Vrms이상(127Vp-p)이지만  충분하지 않습니다, 설계 목표 자체가 꽤 여유가 있기 때문에, 우선 이것으로 합니다.

(코멘트 :전압 증폭 회로에서는, 그리드 바이어스는 -1V보다도 깊은 곳을 사용 하지 않으면, 그리드 전류의 영향을 받게 되어 난처하다는 것이 일반론입니다만, 직결 회로에서는 이 제한은 약간 느슨하게 됩니다. 왜냐하면, 전단이 직결이기 때문에, 조금의 그리드 전류가 흘러도, 내부 저항이 낮은 전단이 이것을 공급 해 주기 때문입니다.)

그럼, 다음단의 캐소드 저항값 및 캐소드 저항이 소비하는 전력을 계산해 봅니다.

19.6kΩ = 66.6V÷3.4mA· · · 캐소드 저항값

226mW = 66.6V×3.4mA· · · 캐소드 저항의 소비 전력

그렇기 때문에, 저항값은 20kΩ으로 용량은 1W형 이상이면 좋읍니다. 회로도는 밑그림입니다.


 

마지막에, 이득 계산도 해 봅니다. 우선, 다음단 관의 내부 저항입니다만, 플레이트 특성 곡선부터 읽어내 대개 11.5kΩ. 이득은,

15.7배 = 22 × { 8.7 / ( 11.5 + 28.7 ) }

이 되였습니다. 종합 이득은,

278 = 15.7(드라이버) × 17.7(초단)

입니다. 최대 출력시의 2A3의 입력 전압이, 약 37V(rms)였기 때문에,

0.133V(rms) = 37V(rms) ÷ 278

가 되어, 무귀환시에 약 0.13V의 입력 감도의 앰프로 완성 됩니다.


 

저역 시정수

회로는, 최대 출력 전압의 공급 능력이 약간 뒤떨어지지만, 단간 콘덴서가 1개로 적게 되는 장점은 헤아릴 수 없습니다. 왜냐 하면, 오버올 부귀환을 걸친 경우, 앞 회로에서는 저역 시정수가 3개됩니다. 시정수 1개의 위상 회전은 최대 90도(미만)가 되어, 3개에서는 270도(미만)가 됩니다, 위상 회전이 180도을 넘기면, 기본적으로 회로는 발진합니다. 저역 시정수가 3개인 앰프에 부귀환을 걸친 경우, 발진하는 경우가 많읍니다. 발진을 피 할 수 있다하여도, 높은 안정도를 얻기는 매우 까다롭습니다..

한편, 저역시정수가 2개 경우는, 위상 회전은 최대 180도(미만)가 되어, 이 경우는 그렇게 간단하게는 발진하지 않습니다. 즉, 그다지 고생하지 않아도 높은 안정도를 얻을 수 있습니다. 메이커제 앰프의 회로를 조사해 보면, 위상 회전이 180도 이상으로되지 않게 교묘하게 직결 회로를 사용하고 있는 것입니다. 자작 앰프의 세계에서도, 직결 회로의 기술은 필수이다라고 생각해 주십시오.


 

전원 ON 시의 문제

그런데, 본장에서 설계한  2단직결 회로에는, 증폭 소자에 진공관을 사용하는 한, 숙명적이라고 할 수 있는 결점이 있습니다.

진공관의 캐소드가 차가워진(실온)상태에서, 전원을 ON 했다고 합니다. 히터가 가열되어, 6FQ7가 정상적인 동작에 들어가기에는 최저 11초 걸립니다. 그러나, silicon diode에 의한 정류를 한 전원 회로에서는, 전원 ON 몇초후에, 전원 전압은 통상 동작시 수준이나 그 이상의 고압이 됩니다.

전원 전압은, 초단, 다음단 각각 플레이트에 인가됩니다만, 초단 플레이트에는 다음단 그리드가 직결되고 있습니다. 그렇기 때문에, 전원 ON 몇 초후에는, 다음단 그리드에도 300V정도의 고압이 걸려, 히터나 캐소드가 가열될 때까지의 몇초간 이 상태가 계속됩니다. 이러한 현상을 조금이라도 완화 하기 위해서, 초단의 전원 회로에 약간의 방법을 사용하는 것이 좋겠죠.

구체적으로는, 2개의 저항으로 분압한 포인트로 초단 전원을 잡으면, 인가되는 최대 전압을 조금이라도 완화 할 수 있습니다.또는, 5AR4같은 방열형 정류관을 채용하면 완벽합니다.

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