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자작 교실

진공관 앰프 자작시 필요한 기초 지식입니다.
작성자 DHTsound
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  11. 저역, 고역의 설계

 

저역, 고역의 설계


앰프 설계에 있어서, 해결 해야 할 중요한 과제 중 하나가, 저역 및 고역의 설계입니다. 일반론으로서, 어떤 앰프라 하더라도, 저역과 고역의 양단에서는 전달 특성이 열화합니다. 반응이 열화해 주파수 특성이 플랫으로 되지 않고, 동시에 왜율이 증가하거나, 덤핑 팩터가 저하하거나, 안정도가 손상 되기도 합니다.

부귀환에서 말하는 것처럼「귀환은, 본래의 나쁜 앰프를 좋게 한다,라는 효과도 없는 것이 아니지만「원래 주파수 특성이 나쁜 증폭 회로에 부귀환을 걸어도」 그 효과는 좋지 않고「나특성 상태의 주파수 특성을 충분히 좋게 해 두지 않으면 의미가 없다」라고 조차 할 수 있습니다.


저역 반응의 열화 요인

저역 반응의 열화 요인에는, 아래와 같은 것이 들고 있습니다.

  • 단간의 결합 콘덴서가 있기 때문에
  • 캐소드 저항에 병렬로 들어있는 바이패스 콘덴서
  • 단간 트랜스가 있기 때문에
  • 출력 트랜스가 있기때문에
  • 전원 루프에 초저역의 impedance 상승이 있기 때문에

단간의 결합 콘덴서

이 콘덴서의 목적이, 전단과 후단과의 사이에서 직류를 차단 한다는 목적이기 때문에, 직류 뿐만 아니라 초 저역까지 컷되는 숙명을 안고 있습니다. 저역 컷의 기준 주파수는, 콘덴서 용량과 전후의 impedance에 의해서 결정됩니다.

통상 진공관 전압 증폭 회로에서는, 전단의 출력 impedance는, 그 관의 내부 저항(rp)과 플레이트 부하 저항(RL)의 병렬 합성값입니다. 내부 저항 80kΩ의 12AX7의 플레이트에 220kΩ의 부하 저항을 준 경우, 출력 impedance는, 59kΩ=( 220kΩ×80kΩ)÷( 220kΩ+80kΩ)로 구해집니다(아래그림).

후단의 입력 impedance는, 후단 관의 그리드 저항(Rg) 뿐인 것이 많습니다만, 이 값이 470kΩ라고 합니다. 결합 콘덴서 에서 보면, 전단의 출력 impedance와 후단의 입력 impedance는 직렬로 보이기 때문에, 이것을 덧셈하면, 529kΩ=59kΩ+470kΩ이 됩니다. 만약, 결합 콘덴서(C)의 값이 0.1μF이면, 저역 컷의 기준 주파수는,

f(Hz) = 159(정수) ÷ { 저항값(kΩ)×용량값(μF) }

이기 때문에,

3.0(Hz) = 159(정수) ÷ ( 529kΩ×0.1μF )

가 됩니다. 3.0Hz로 -3dB의 감쇠입니다. -1dB의 감쇠가 되는 것은, 기준 주파수의 대체로 2배의 6Hz근처, -0.5dB의 감쇠가 되는 것이, 기준 주파수의 대체로 4배인 12Hz근처라고 하는 것은, 10Hz에서 플랫으로 하고 싶은 경우는, 3Hz의 설정에서는 좀 부족한 계산이 됩니다.

좀 더 저역까지 대역을 펼려면, 결합 콘덴서의 용량을 크게 할지, 후단의 입력 impedance를 높게 합니다. 결합 콘덴서의 용량을 0.47μF로 하면 저역 컷의 기준 주파수는, 단번에 0.64Hz까지 내려갑니다.


캐소드 저항에 병렬로 들어가는 콘덴서

캐소드 저항이 있는 곳의 콘덴서는, 전술한 결합 콘덴서와는 좀 위치설정이 다릅니다. 결합 콘덴서에서는, 어느 주파수로부터 밑은 자꾸 반응이 저하해 가는데 대해, 캐소드측의 콘덴서에서는, 어느 주파수로부터 밑에서 반응이 저하합니다만, 대체로 3dB∼8dB정도 저하한 채로, 좀 더 낮은 주파수가 되어도 그 이상은 저하하지 않습니다. 왜냐하면, 캐소드 저항과 콘덴서가 병렬로 되어 있기 때문에, 콘덴서의 리액턴스가 증가해도, 캐소드 저항값을 넘어가는 것은 없기 때문입니다.

그런데도, 캐소드 저항과 병렬로 들어 있는 콘덴서의 용량이 충분하지 않은 앰프와, 충분한 용량의 콘덴서가 들어 있는 앰프와는, 소리의 마무리에 대단한 차이가 나옵니다. 종래, 여기에는 47μF∼100μF정도의 콘덴서를 넣는 것이 상식이었지만, 나는 경험상 그러면 부족하다고 생각하고 있습니다. 적어도 220μF, 할 수 있으면 470μF∼1000μF을 넣어 주고 싶은 곳입니다.

여기의 콘덴서의 값을 큰 것으로 변경하는 것에 의해서, 큰 개선 효과를 얻을 수 있었던 (자작)앰프의 수가 매우 많기 때문에. 콘덴서 1개를 준비하여, 실험하는 것을 추천합니다.


단간 트랜스

최근에는, 인터 stage 트랜스에도, 매우 좋은 특성의 것이 입수 할 수 있도록 되었기 때문에, 자작 앰프에 있어서도 트랜스 드라이브가 잘 채용됩니다. 그리고, 감도가 나쁜 고전 직열 3극관을 효율 좋고 강력하게 드라이브 하려고 하면, CR결합 회로에서는 다양한 궁리를 하지 않으면 안 되고, 설계에 꽤 고도의 기술이 요구되기 때문에, 차라리 구성이 간단한 트랜스 드라이브가 좋아져 채용되고 있는 것 같습니다.

인터 stage 트랜스도, 트랜스인 이상 직류는 차단됩니다.  초고역 레인지 에 있어서의 주파수 특성의 폭도 각오 하지 않으면 안 됩니다. 이러한 제약 중에서, 트랜스 드라이브의 좋은점 살리면서, 양호한 저역 특성을 얻을 수 있는  설계를 행하지 않으면 안 됩니다.

트랜스등의 유도성의 신호근원에는, 후단의 부하 impedance가 낮을수록,  주파수 특성이 좋게 된다라는 특징이 있습니다. 인터 stage 트랜스의 출력측, 즉 출력단의 그리드에 저항을 트랜스의 2차 코일과 평형으로 저항을 삽입하는 것은, 이러한 효과를 겨냥한 것입니다. 그러나, 그것도 도가 지나치면 전단의 부담이 무겁게 되어,  전달 손실의 저하가 표면화합니다. 역으로, 후단을 오픈(즉 저항이 없는)인 채로 하면, 주파수 특성으로서는 가장 불안정 또한 좁은 대역이 됩니다만, 기꺼이 이러한 설정으로 하는 경우도 없는 것이 아닙니다.

그런데 트랜스는, 전력을 전달하는 디바이스이기도 합니다. 예를 들면, 50싱글을 풀 드라이브 하려고 하면, 신호 전압은 최대 출력시에는 60Vrms 됩니다. 만약, 인터 stage 트랜스의 2차측과 50의 그리드의 사이에, 10kΩ의 그리드 리크 저항이 있다고 하면, 이 저항으로 소비되는 전력은,

0.36W = 60V × 60V ÷ 10kΩ

로 되는 것입니다. 0.36W의 전력을 광대역에서 전송 하기 위해서는, 한 사람 분의 출력 트랜스의 코어 볼륨이 필요합니다. 꽤 대형의 트랜스를 사용하더라도, 0.36W시에 10Hz로 코어가 포화 하지 않을까하고 하면, 좀「?」입니다. 트랜스 드라이브를 행하려고 하는 경우는, 최대 출력시에, 인터 stage 트랜스가 출력 트랜스의 다리를 잡아당기지 않게, 출력 트랜스보다도 먼저 생각하지 않으면 안 됩니다. 트랜스 드라이브라고 하는 것은, 언뜻 보기에 간단하게 보여도, 실은 까다롭기 때문에.


출력 트랜스

출력 트랜스의 저역 특성은, 코어가 직류에 의해서 자화될지 않을까,에 의해서 매우 큰 차이가 생깁니다. 싱글 회로에서는, 1차 코일에 흐르는 플레이트 전류에 의해서 코어의 자화가 발생합니다만, 푸시풀 회로에서는, 1차 코일에 흐르는 플레이트 전류가 자화를 서로 부정하는 방향으로 흐르기 때문에, 원리적으로 직류 자화의 문제가 일어나지 않습니다. 따라서, 싱글용 출력 트랜스와 푸시풀용 출력 트랜스에서는 구조도 달라, 같은 것이 아닙니다(이기 때문에, 푸시풀용 출력 트랜스를 싱글 회로에 유용하면, 기대한 특성을 얻을 수 있지 않습니다).

저역 특성은, 푸시풀용 출력 트랜스의 편이 압도적으로 뛰어납니다. 얼마나 코어 볼륨을 투입해도, 그만한 사이즈의 푸시풀용 출력 트랜스의 저역 특성을 견디는 것은 할 수 있지 않습니다. 이것은,싱 글 회로의 숙명이라고 해 좋겠죠 (같은 것이, 전술의 인터 stage 트랜스에도 들어맞읍니다).

게다가 저역 특성은, 출력관의 내부 저항(rp)값의 대소에 의해서도 영향을 받습니다. 저역이, 어느 주파수로부터 감쇠를 시작하느냐는, 출력 트랜스의 1차 인덕턴스와 출력관의 내부 저항으로 결정되기 때문입니다. 그 주파수는 아래의 식으로 구 할 수 있습니다.

f(Hz) = 내부 저항(Ω) ÷ ( 6.28 × 1차 인덕턴스(H) )

소형 싱글용 출력 트랜스「H-5S」, 대형 싱글용 출력 트랜스「XE-60-3.5S」, 소형 푸시풀용 출력 트랜스「U13-8」, 중형 푸시풀용 출력 트랜스「XE-45-8」의 4종에 대해서 비교를 해 봅시다.

H-5S XE-60-3.5S U13-8 XE-45-8
싱글 싱글 푸시풀 푸시풀
0.8kg 4.0kg 0.8kg 2.3kg
1차 impedance 5kΩ 3.5kΩ 8kΩ 8kΩ
1차 인덕턴스
(중첩 전류)
11H∼17H
( 50mA)
20H∼26H
( 80mA)
70H∼270H
(언바란스분 2.8mA)
230H∼550H
(언바란스분 5mA)
빔 튜브 6V6 rp=45k Ω 651Hz∼422Hz 358Hz∼275Hz 205Hz∼53Hz 62Hz∼26Hz
중 rp 3 극 출력관 45 rp=1.8kΩ 26.4Hz∼16.9Hz 14.3Hz∼11Hz 8.2Hz∼2.1Hz 2.5Hz∼1.0Hz
저 rp 3 극 출력관 2A3 rp=0.8kΩ 11.6Hz∼7.5Hz 6.4Hz∼4.9Hz 3.6Hz∼0.9Hz 1.1Hz∼0.5Hz

일목 요연하고, 푸시풀용 출력 트랜스의 1차 인덕턴스의 압도적인 크기를 이해할 수 있다고 생각합니다. 그리고, 이것이, 1차 인덕턴스와 출력관의 내부 저항(rp)과 결정되는 저역 시정수의 다름을 명료하게 나타나고 있습니다.  0.8kg의 푸시풀용 출력 트랜스의 1차 인덕턴스가, 4.0kg 싱글용 출력 트랜스의 10배정도 있습니다.

그런데, 트랜스의 1차 인덕턴스는, 중첩되는 직류 전류가 크면 저하합니다. 싱글용 출력 트랜스의 규격에 있어서, 중첩되는 직류 전류값이 규정되고 있는 것은 그러한 이유로부터입니다. 이것을 막기 위해서, 싱글용 출력 트랜스는, 직류 자화의 폐해가 생기기 어려울 것 같은 특별한 구조가 되고 있습니다. 출력을 크게하기 위해, 출력관의 플레이트 전류를 자꾸 크게 해 가면, 한편, 출력 트랜스의 1차 인덕턴스의 저하를 불러, 저역 특성은 열화해 갑니다.

같은 문제는, 푸시풀용 출력 트랜스에도 존재합니다. 푸시풀용 출력 트랜스에서는, 2개 출력관의 플레이트 전류에 의해서, 트랜스 내부에서 직류 자화가 서로 부정해지는 것입니다만, 플레이트 전류값에 언바란스가 생기면, 역시, 직류 자화의 폐해가 생깁니다. 그런데, 푸시풀용 출력 트랜스에서는, 허용 할 수 있는 언바란스 전류값이 결정되어 있습니다.

실제의 출력 트랜스의 1차 인덕턴스는, 다양한 요인에 의해서 변동하고, 반드시 카탈로그값으로 되지 않습니다. 최대의 변동 요인은 2개로, 하나는 앞서 말한 중첩되는 직류 전류 혹은 언바란스 전류입니다. 다른 하나는, 전송되는 신호 레벨의 크기입니다. 신호 레벨의 크기에 의한 영향은, 푸시풀용 출력 트랜스에 있어서 특별히 현저하고, 소신호시와 ,대전력시에, 1차 유도계수는 크게 변화해 버립니다. 그러한 의미로써, 출력관의 내부 저항과 출력 트랜스의 1차 인덕턴스에 의해서 생기는 저정수의 계산은 한방향으로 가지 않습니다. 우리, 아마츄어 앰프 builder가 할 수 있는 것은, 메이커 발표의 카탈로그값의 범위에 있어서, 무난한  곳을 파악하는 것이 뛰어난 것이라 생각합니다.


전원의 impedance

대부분의 증폭 회로에서는, 전원과 어스의 사이에 삽입되는 디카플링 · 콘덴서가, 증폭 작용 에 있어서의 중요한 신호 경로가 되고 있습니다. 따라서, 전원 impedance는, 전대역 에 걸쳐서 가능한 한 낮은 것이 바람직하기 때문에, 현실적으로는, 초 저역과 초고역로의 전원 impedance는 상승하는 것이 보통입니다.

특히 저역 impedance는, 가청 대역 에서 상승을 시작하는 것이 많아, 큰 신호 전류가 흐르는 메인 앰프의 출력단에서는, 대역 특성의 열화의 원인이 됩니다. 이 문제를 해결하는 간단하고 유효한 방책은, 전원의 디카플링 · 콘덴서의 용량을 크게 하는 것입니다. 다만, 용량이 극단으로 크면, 이번은 전원 ON 시의 돌입 전류에 의해서, 다이오드나 정류관에 데미지를 주는 것이 있기 때문에, 주의가 필요합니다.


고역 반응의 열화 요인

고역 반응의 열화 요인에는, 아래 같은 것이 들고 있습니다.

  • 진공관의 입력 용량이 있기 때문에
  • 부유 용량이나 쉴드선의 용량이 있기 때문에
  • 단간 트랜스가 있기 때문에
  • 출력 트랜스가 있기 때문에
  • 전원 루프의 초고역으로 impedance 상승이 있기 때문에

진공관의 입력 용량 · · · Ck와 Cg-p

 

진공관의 전극간에는, 서로 용량이 존재합니다. 그 중, 그리드 ∼캐소드간의 용량을「Ck」라고 합니다. 직열관에서는, 그리드 ∼filament간의 용량이 되므로「Cgf」라고 표기되는 것도 있습니다만, Ck와 같은 의미입니다.

위그림 같은 증폭 회로에서는, 캐소드와 어스의 사이가 콘덴서(C)로 바이패스되고 있으므로, Ck는, 정확히 그리드와 어스의 사이에 삽입된 콘덴서와 같은 동기분을 합니다. 덧붙여서, 전압 증폭관 6SN7GT의 Ck값은, 2개의 유니트마다에 약간의 차이가 있습니다만, 대개 3.0pF입니다.

전단의 출력 impedance(Ro)가 높으면, Ro와 Ck에 의한 하이 · 컷 · 필터가 형성되어, 고역의 주파수 특성이 열화합니다.

다른 하나는 그리드 ∼플레이트간 용량「Cg-p」입니다. Cg-p는, 좀 재미있는 성질을 가지고 있습니다.

위 그림으로써, 지금, 그리드에 1V의 교류 신호가 입력되고 있다라고 합시다. 이 신호는, 6SN7GT에 의해서 증폭되어, 그 이득은 14배입니다. 14배로 증폭된 신호는, 플레이트측에 나타납니다만, 그리드와 플레이트에서는 위상은 180도회전하므로( 즉 역상이 되는), 이것을 -14V로 표현하는 것으로 합니다.

그런데, 그리드에 1V의 신호가 주어진 때, 4pF용량으로 어스되고 있는 경우와, 지구되기는 커녕 역상으로 -14V  신호 전압이 생기는 경우와는, 어떤 차이일까.

전자의 경우는, 전술한 Ck와 같고, 그리드 ∼어스간의 4pF의 용량이 삽입되었다라고 생각하면 되고, 후자에서는, 4pF×{1-(-14)}=60pF의 용량이 삽입되었다고 생각합니다. 왜냐라면, 4pF의 용량에 흐르는 신호 전류에 주목하면, 같은 1V의 신호 전압이 주어지고 있는 것에도 불구하고, 후자의 경우는, 전자의 경우의 15배 전류가 흐르는 것이라고 하는 것은, 그리드측에서 보면, 흡사 4pF의 15배 60pF의 용량이 삽입되어 있는 것 같이 보입니다.

이 현상을「미러 효과」라고 부릅니다. 미러 효과에 의한 입력 용량은, 아래의 식으로 계산 할 수 있습니다.

미러 효과 = Cg-p × (그리드 ∼플레이트간의 교류 전압비 + 1 )

여기서, 「이득」이라고 쓰지 않고「그리드 ∼플레이트간의 교류 전압비」라고 하는 표현으로 했는데는 의미가 있습니다. 그것은, 부귀환이 걸린 회로에서는, 「이득」과「그리드 ∼플레이트간의 교류 전압비」가 다르기 때문입니다. 이렇게 하면, 이러한 증폭 회로로 생기는 입력 용량의 총계는,

입력 용량 = Ck + { Cg-p × (그리드 ∼플레이트간의 교류 전압비 + 1 ) }

로 구할 수 있는 것이 됩니다. 이 값은 의외로 크고, 앰프의 고역에 큰 영향을 미치게 합니다. 입력 용량이 어느 정도가 될 것 인가, 대체로 아래에 모아 보았습니다.

Ck Cg-p 그리드 ∼플레이트간의
교류 전압비
입력 용량의 합계
2A3 7.5pF 16.5pF 3.2∼3.6 60.3pF∼66.9pF
300B 9.0pF 15.0pF 3.0∼3.4 57.0pF∼60.0pF
12AX7/ECC83 1.6pF 1.7pF 60∼70 103.6pF∼120.6pF
12AU7/ECC82 1.6pF/1.8pF 1.5pF 12∼15 19.6pF∼24.3pF
6DJ8 3.3pF/6.0pF 1.4pF 22∼26 34.1pF∼42.4pF
6SN7 2.8pF/3.0pF 3.8pF/4.0pF 14∼16 56.0pF∼67.0pF
5687 4.0pF 4.0pF 12∼16 52.0pF∼68.0pF

예를 들면, 출력 impedance가 높은 5극 관 6SJ7GT등으로 300B를 드라이브 하면, 출력 impedance가 150kΩ으로서, 입력 용량은 약 60pF이기 때문에, 159000÷150÷60=17.7kHz(이) 되어 버려, 17.7kHz에서 -3dB로 감쇠해 버리는 앰프가 되어 버립니다. 그런데, 드라이버를, 출력 impedance가 8kΩ정도의 12AU7로 변경하면, 159000÷8÷60=331kHz가 되어, 단번에 광대역 앰프의 소질을 가지는 것이 가능하도록됩니다.

그리고, 500kΩ의 볼륨의 뒤에 조심성없이 12AX7의 1단증폭 회로를 가져버리면 500kΩ의 볼륨의 출력 impedance는, 0Ω∼125kΩ이기 때문에, 그 후 120pF의 입력 용량이 매달려 버리면, 볼륨의 위치에 의해서는, 159000÷125÷120=10.6kHz/-3dB라고 하는 터무니 없는 주파수 특성이 되어 버립니다.

이와 같이, 입력 용량이 앰프의 대역 특성에 미치는 영향은, 많이 있습니다. 상기의 예에서는, 순수하게 진공관 내부의 용량만으로 계산했습니다만, 실제에서는, 이것에 선간의 부유 용량이나 쉴드선의 용량이 가산됩니다.


캐소드팔로워 경우의 입력 용량 · · · Ck와 Cg-p

소드팔로워에서는, 입력 용량이 발생하는 메카니즘이 일변합니다.

우선 Cg-p입니다만, 플레이트측은 전원을 통해서 교류적으로 어스되고 있으므로, 미러 효과는 발생하지 않습니다. 그 때문에, Cg-p에 관한 입력 용량은, 그대로 Cg-p 값이 됩니다.

다음에 Ck입니다만, 그리드에 입력된 신호는, 캐소드측에 거의 그대로 동상의 전압으로 나타납니다. 그렇기 때문에, Ck에는 신호 전류가 거의 흐르지 않습니다. 가령, 캐소드팔로워의 이득이 0.9배라고 하면, Ck에 흐르는 신호 전류는, Ck의 한편이 어스되고 있는 경우에 비해서1/10이 됩니다. 즉, 그리드측으로부터는 Ck의 값이 1/10이 된 것처럼 보입니다. 미러 효과의 반대 현상이 생기는 것입니다.

그렇게 하면, 이러한 증폭 회로로 생기는 입력 용량의 총계는,

입력 용량 ={ Ck × ( 1 - 그리드 ∼캐소드간의 교류 전압비 ) }+ Cg-p

로 요구할 수 있는 것이 됩니다. 여기서 「그리드 ∼캐소드간의 교류 전압비」는, 통상, 0.9∼0.98정도이기 때문에, 실질적으로는, 입력 용량은 Cg-p의 값과 거 의 동일해집니다. 입력 용량이 어느 정도가 될 것 인가, 대체로 모아 보았습니다.

Ck 그리드 ∼플레이트간의
교류 전압비
Cg-p 입력 용량의 합계
12AX7/ECC83 1.6pF 약 0.98 1.7pF 1.7pF
12AU7/ECC82 1.6pF/1.8pF 약 0.95 1.5pF 1.6pF
6DJ8 3.3pF/6.0pF 약 0.96 1.4pF 1.6pF
6SN7 2.8pF/3.0pF 약 0.95 3.8pF/4.0pF 4.2pF
5687 4.0pF 약 0.94 4.0pF 4.2pF

캐소드팔로워 회로의 입력 용량이 얼마나 작을까가 이해할 수 있다고 생각합니다.

6SJ7GT나 6AU6라는 출력 impedance가 극단으로 높은 5극관에서, 2A3나 300B를 직접 드라이브 하려고 하면, 입력 용량에 의한 고역 특성의 열화 문제가 드러내 버립니다. 그런 때, 드라이버와 출력단의 사이에 캐소드팔로워를 가져와,「드라이버의 출력 impedance는 높지만, 캐소드팔로워의 입력 용량은 매우에 작은」것과「출력단의 입력 용량은 크지만, 캐소드팔로워의 출력 impedance는 매우 낮다」라는 2개(살)의 이유에 의해, total 고역 특성은 단번에 개선됩니다(밑그림).



다만, 실장된 회로에서는, 선간의 부유 용량, 진공관 소켓의 핀간의 용량 등에 의해, 「1.6pF」등이라고 하는 것은 없고,「수 pF∼십수 pF」가 됩니다.


부귀환이 걸리는 경우의 입력 용량 · · · Ck와 Cg-p

「진공관의 입력 용량 · · · Ck와 Cg-p」에서,『부귀환이 걸린 회로에서는,「이득」과「그리드 ∼플레이트간의 교류 전압비」가 달르다』라고 썼습니다. 그 모습을 다이어그램으로 한 것이, 아래그림입니다.

 

나이득 16배의 증폭 회로가 있어, 그곳에 1V의 신호가 입력되고 있습니다. 무귀환이면, 출력측으로는 16V의 출력 신호가 나타날 것입니다만, 8dB(2.5배)의 부귀환이 걸치고 있기 때문에, 출력 신호 전압은 1/2.5의 6.4V가 되고 있습니다.

입력 회로의 캐소드에 부귀환이 돌려지면, 입력관의 캐소드에는 0.6V의 신호가 생겨 있어, 실제로,그리드 ∼캐소드간에는, 1V가 아니라 0.4V의 신호 밖에 걸리지 않은 것이 됩니다.

이런 경우, 「그리드 ∼플레이트간의 교류 전압비」는, 16배가 아니라, 6.4배가 됩니다. 동시에, 「그리드 ∼캐소드간의 교류 전압비」도, 0.6배가 됩니다. 이것을 식에 모으면, 아래 같은 형태가 됩니다.

입력 용량 = { Ck × ( 1 - 그리드 ∼캐소드간의 교류 전압비 ) } + { Cg-p × (그리드 ∼플레이트간의 교류 전압비 + 1 ) }

입력관이 6SN7GT인 경우, 실제로 계산해 봅시다.

입력 용량 = { 3pF × ( 1 - 0.6 ) } + { 4pF × ( 6.4 + 1 ) } = 30.8pF

같은 조건으로 계산한 6SN7GT의, 통상의 증폭 회로로의 입력 용량은 67.0pF였습니다(전술의 표).  부귀환이 걸린 회로에서는, 입력 용량은, Ck,Cg-p 함께, 거의 부귀환양에 따라 작게 되고 있는 것을 압니다. 부귀환은, 부귀환 루프내 에 있어서의 일그러짐이나 주파수 특성을 개선할 뿐만 아니라, 부귀환 루프의 밖에 대해서도, 입력 용량을 작게 할 수 있다라고 하는 점으로써 주파수 특성의 개선에 효과가 있습니다.


부유 용량이나 쉴드선의 용량

콘덴서가 아니어도, 배선의 선재철강이나 진공관 소켓의 핀의 사이에 존재하는 부유 용량의 존재도 어리석게 할 수 있지 않습니다. 쉴드선의 심지선과 쉴드 피복과의 사이에 존재하는 용량은 큰 값이 됩니다. 이러한 부유 용량은 ,전술한 입력 용량의 계산으로써, 진공관의 전극간의 용량에 가산해 계산 하지 않으면 안 됩니다.

우선, 쉴드선의 용량입니다만, 일반적으로 1m근처 50pF/m∼250pF/m정도 있습니다. 심지선의 피복에 발포성의 수지를 사용한 저용량 타입의 것으로써, 50pF/m∼100pF/m정도입니다. 보통으로 팔리고 있는 직경 3mm∼4mm정도의 비닐 피복의 겨우150pF/m∼250pF/m정도 있습니다.

저용량 타입으로 0.5pF/cm∼1.0pF/cm, 보통 것으로 1.5pF/cm∼2.5pF/cm이 되어, 선 10cm의 길이로도 어리석게 할 수 없는 숫자가 되어 옵니다. 하물며, 5m를 끌고 다니거나 하면 250pF∼1250pF로 되어 버려, 이것은 이제 훌륭한 콘덴서입니다.

아래그림 같은, 볼륨을 사용한 심플한 것을 생각해 봅시다. 볼륨에는, 50kΩA타입을 사용해, 메인 앰프와는 길이 5m의 쉴드 cable로 접속되는 것이라고 합니다.

볼륨 회로의 출력 impedance는, MAX때 :0Ω, 중점때 :12.5kΩ (A형태의 경우는 눈금이 3시의 근처), MIN때 :0Ω이 됩니다. 한편, 부하에는 쉴드선의 용량. 그 값이,1 50pF×5m=750pF이였다고 합니다.

볼륨의 눈금이 3시경 때의 출력 impedance가 최대가 됩니다만, 이 때, 볼륨의 출력 impedance와 쉴드선의 용량에 의해서 구성되는 하이 · 컷 · 필터의 시정수는,

159÷(12.5kΩ×0.075μF)=16.96kHz

가 됩니다. 무려, 17kHz로 -3dB의 감쇠 특성 이 되어 버립니다. 저용량형태의 쉴드 cable(70pF/m)를 사용했다해도, 36.3kHz밖에 되지 않습니다. 실제로는, 메인 앰프 내부의 배선에도 쉴드선이 사용되고 있을지도 모릅니다, 메인 앰프 초단의 입력 용량도 부하가 되어 옵니다. 쉴드선의 용량이라고 하는 것은, 완전히 무시할 수 없읍니다.


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