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자작 교실

진공관 앰프 자작시 필요한 기초 지식입니다.
작성자 DHTsound
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  13.-3 부귀환 -3 ( 종류와 실장포인트)

 

부귀환 ( 종류와 실장포인트)


부귀환 방법의 종류

진공관 · 반도체를 불문하고, 모든 회로에 있어 부귀환 기술은 응용되고 있습니다. 여기에서는, 특히 진공관 증폭 회로에 목표를 두어 설명합니다.

P-G 귀환

진공관 1단증폭의 플레이트에서 그리드로 귀환하는 방법입니다. 이 방법에서는, 일그러짐이 감소하고, 출력 impedance도 내립니다만, 한편 입력 impedance가 꽤 낮게 되어 버리는 것이 결점이 있습니다. 입력 impedance는, 입력에 직렬로 삽입되는 저항값+알파가 됩니다. 이 결점을 수용하고 P-G 귀환을 채용한 예로서 유명한 것이, LUX 의 SQ38FD입니다.


LUX  SQ38FD (라인 앰프부)

LUX의 초기 SQ38에서는, 라인 앰프부는 12AU7를 무귀환으로 사용하고 있었습니다. SQ38FD가 된 때, 12AU7를 12AX7로 변경하고, P-G 귀환을 가하는 것으로 너무 높은 12AX7의 게인을 죽여(12AU7는 정확히 좋았음), 너무 높은 12AX7의 출력 impedance를 12AU7정도로 내리고 있습니다.여기까지라면 12AU7가 더 좋은 이유입니다만, P-G 귀환덕택으로 일그러짐을 큰폭으로 내릴 수 있게 되었습니다.

사소한 것으로, 250kΩ의 볼륨 · 콘트롤의 위치에 의해서 신호원 impedance가 변화하므로, 실질적인 귀환 저항값은(여기에 게재한 회로도로의 계산상) 47kΩ∼105.8kΩ의 범위에서 변화합니다. 즉,볼륨 · 콘트롤의 위치에 의해서 부귀환양이 변화해 버립니다. 

p-g 귀환 증폭 회로의 입력 impedance는 어떻게 계산하면 좋을까요, 이것은 의외로 간단하여 다음과 같이 구해집니다.

력 impedance = 그리드 저항 + { 부귀환 저항÷( 나 이득 + 1 ) }

왜 그렇게 되는지는 밑의 그림을 봐 주십시오.



입력 저항 100kΩ, 귀환 저항 1MΩ으로 나이득 50배의 p-g 귀환 회로가 있다라고 합니다.

(1) (1)' 어떠 신호를 입력해 출력측에 1000mV의 신호가 나타났다고 합니다. -1000mV가 되는 것은, 플레이트측 출력의 위상은 그리드 입력과 반대이기 때문에입니다.
(2)  나 이득은 50배였기 때문에, 그리드 입력은, 1000mV÷50=20mV일 것입니다.
(3)  1MΩ의 저항의 양단으로 걸리는 전압은 ,20mV+1000mV=1020mV이기 때문에,
(4)  1MΩ에 흐르는 전류는, 1020mV÷1MΩ=1.02μA입니다.
(5) 같은 전류가 100kΩ에도 흐르기 때문에, 100kΩ의 양단의 전압은, 1.02μA×100kΩ=102mV.
(6)  따라서, 입력된 전압은, 102mV+20mV=122mV이면 앞뒤가 맞읍니다.
(7)  여기서 오옴의 법칙(R=E/I)에 따라 계산하면, 122mV÷1.02μA=119.6kΩ이 구해집니다.
(7)' 이 식을 대입 · 변형을 반복해 가면 최종적으로「100kΩ+{1MΩ÷(50+1)}=119.6kΩ」이 됩니다.

이 식을 사용해 SQ38FD의 경우 계산해 보면,

입력 impedance = 47kΩ + { 1MΩ÷( 약 43 + 1 ) } = 70kΩ

가 됩니다(주:입력의 1MΩ은 계산하지 않습니다).

MC카트리지용 헤드 앰프부

위의 예는, 본 홈 페이지「진공관 MC헤드 앰프부 프리 · 앰프 」의 MC헤드 앰프부입니다. MC헤드 앰프이기 때문에, 입력 impedance가 낮다고 하는 P-G 귀환의 결점이 표면에 나타나지 않습니다. 부귀환 저항(84kΩ)이  12AX7의 플레이트 부하 저항(150kΩ)과 병렬이 되기 때문에, 부하가 매우 무거운 동작 이 되어 버리고 있습니다.

P-G 귀환에서는, 이득의 계산이 전장에서 말한 일반적인 부귀환때와 좀 차이가 납니다. 그것은, 입력에 직렬로 끼어드는 귀환 저항 때문에 , 입력 신호가 2개의 귀환 저항에 의해서 분류된 분만큼 게인이 저하하기 때문입니다. 계산은, 우선 통상대로의 계산을 하고, 마지막으로 분류된 분(SQ38FD라면, 1M/(47k+1M)=0.96배)만 차감해 줍니다.

따라서, 2개의 귀환 저항을 완전히 같은값으로 해 버리면, 통상의 부귀환의 이득 인 계산에서는 귀환 뒤의 이득은 약 2가 되는데, P-G 귀환에서는 귀환 뒤의 이득은 약 1이 됩니다. 내부적인 이득은 약 2로 됩니다만, 2개의 저항에 의한 분류분만큼 이득저하가 있기 때문에 최종 이득은 약 1으로 됩니다.

이 원리를 사용한 푸시풀용의 위상 반전 회로가 있어, 일반적으로 밸런스형 위상 반전 회로라고 불리우고 있습니다. 그리고, 톤 콘트롤 회로로서 유명한 BAX 형과 LUX 형도 모두 P-G 귀환의 응용입니다.

P-K 귀환

 

2단증폭 회로의 2단플레이트에서 초단 캐소드로 귀환하는 방법입니다. 이 방법에서는, P-G 귀환 같이 입력 impedance의 저하는 있지 않습니다. 차라리, 초고역의 입력 용량이 무귀환시부터도 감소 한다고 한 점에서, 입력 impedance는 높게 되다라고 해도 좋겠죠.

부귀환(메카니즘) 에서 아래의 2단증폭 회로를 예로 부귀환의 메카니즘에 대해서 설명했습니다만,이 회로는 전형적인 P-K 귀환에 해당합니다.


부귀환 그 1 (메카니즘)에서

위와 같은 2단증폭 회로에서는, 초단과 2단과의 사이에 직류 차단용의 결합 콘덴서가 필요하게 되고, 추가로 2단의 출력측에도 직류 차단용의 콘덴서가 필요하게 됩니다. 또한, 제일 마지막 콘덴서가 없으면, 초단 캐소드의 전압이 부귀환 저항(91kΩ)를 개입시켜 출력측에 나와 버립니다.

2단의 출력측에 있는 직류 차단용의 콘덴서를 생략한 것이,「EL34 3 결싱글 · 앰프 그 2 」의 회로입니다. 부귀환 저항(150kΩ)을 통해, 2단플레이트에서 초단 캐소드로 약간의 전류가 새어 버립니다만, 그런 조건을 모두 고려해 회로 전체의 직류 밸런스와 부귀환 조건의 밸런스의 양쪽 모두를 잡는 것입니다.

EL34 3 결싱글 · 앰프 그 2에서

하나의 부귀환 루프내에 존재하는 결합 콘덴서의 수는, 1개 이하가 가장 안정으로써, 2개에서도 기본적으로 발진은 하지 않습니다만 경우에 따라서는 초저역에 피크가 있을 수 있습니다. 3개가 되면 발진하는 것이 보통(이라고 생각하는 편이 좋은)이 됩니다. 그러한 의미로써, 단간 콘덴서의 수를 적게 하는 회로의 방법 연구가 중요한 의미를 가집니다.

캐소드귀환

메인 앰프의 출력단에 국부 귀환을 걸치면, 출력관의 출력 impedance를 내린 것과 같은 효과를 얻을 수 있습니다. 그러나, 출력관에 P-G 귀환을 걸치면, 출력단의 입력 impedance가 내려 버리기 때문에, 드라이버단의 부하가 무겁게 되어 버려, 오히려 설계가 까다롭게 되어 버립니다. 그런데, 출력 트랜스의 2차측에서 출력관의 캐소드로 부귀환을 걸치는 방법이 고안되었습니다. 이것을 일반적으로 캐소드 귀환이라고 부릅니다.

EL343 결싱글 · 앰프 그 2 」에서는, 이 캐소드귀환을 사용하고 있습니다. 보통 회로라면, 그림중의 X점은 어스될 것입니다만, 이것이 출력 트랜스의 2차측에 접속되고 있습니다. 캐소드 귀환에서는, 부귀환양을 제어 하기 위한 저항은 없습니다.

EL34 3 결싱글 · 앰프 그 2에서

캐소드 귀환 에 있어서의 귀환양은, 출력 트랜스의 2차측에서 발생하는 신호 전압과, 출력관의 그리드에 입력되는 신호 전압 2개의 비에 의해서 구합니다. 예를 들면,「EL34 3 결싱글 · 앰프 그 2」의 최대 출력이 5W라고 하면, 출력 트랜스의 2차측 16Ω탭의 출력 전압은,

루트(5W × 16Ω) = 8.95V

가 되어, 최대 출력시의 출력관 그리드의 입력 신호 전압은, 바이어스 전압( 약 35V)의 루트 2분의 1로 간주할 수 있기 때문에,

35 / 1.414 = 25V

가 됩니다. 이 2개의 숫자를 사용해 귀환양을 구하면,

(8.95V + 25V) / 25V = 1.358배 = 3dB미만

으로 구해집니다. 얼마 않되는부귀환양입니다만, 이것으로 EL34(3결)단독으로 3정도인 댐핑 · 팩터를 4.4까지 개선 할 수 있습니다. 만약 이것이, 6V6의 빔 튜브이면, 6V6오리지날의 댐핑 · 팩터(약 0.1)이 한꺼번에 1.2까지 개선되어 버립니다.

출력측에서 초단 캐소드로 귀환

진공관 앰프 에 있어서의 가장 전통적인 귀환 방법이, 이것이 아닐까하고 생각합니다(밑그림). 일반적으로, 출력 트랜스의 2차측(또는 NFB 전용 코일)에서, 초단 캐소드로 귀환 시킵니다. 이렇게 하는 것으로써, 앰프 전체의 특성을 한꺼번에 개선 하려고 하는 것입니다.

 

귀환 정수는, RNF와 Rk0의 비로 결정됩니다. 초단관의 내부 저항을 낮게 해 고역 특성과 드라이브 능력을 높이기 위해서, 초단 캐소드는 저항 1개로 끝나지 않고, Rk1와 Rk0 로 나누어, Ck1를 병렬연결 하는 방법이 많이 보여집니다. 이렇게 함으로써, 초단의 이득 감소도 막을 수 있습니다.

문제는, 출력 트랜스의 1차측과 2차측의 위상 관계입니다. 부귀환 회로에서는, 위상이 역전하고 있으면 정귀환이 되어 버려, 즉석에서 발진합니다. 다된 메인 앰프의 전원을 ON로 했을때, 스피커에서 매우 소란스러운 소리가 나오는 것이 있습니다만 이것이 정귀환입니다. 일본타공협회에서는, 이것을「아기의 첫 울음소리」라고 부르고 있습니다. 그런데, 정귀환이 되면, 출력 트랜스의 1차측 또는 2차측의 접속을 반대로 연결해 바꾸어 줍니다. 이 위상 관계는, 드라이버의 단수가 1단 증가할 때 마다 반대로 되기 때문에, 1단 드라이브의 앰프를 2단 드라이브로 개조한 경우는 요주의입니다.

부귀환 저항(RNF)은, 보통 콘덴서(CNF)를 가지고 있습니다. 이 콘덴서는, 부귀환시의 초고역의 위상 회전을 억제해, 동작을 안정 시키고 있습니다. 방법으로서는, 100kHz이상의 주파수 특성이나 파형의 붕괴를 보아, 콘덴서 용량을 결정해 갑니다. 이러한 조작을「위상 보정」이라고 해, 부귀환 회로에서는 부수적인 것입니다. 이 방법에 의한 위상 보정으로 감당하기 힘드는 경우는, 부귀환양을 줄일지, 앰프 자체의 고역 특성을 고의로 나쁘게 하는 방법이 있습니다.

이전에는,「전압 증폭단의 고역 특성을 고의로 나쁘게 한다」라는 방법이 일반적이었지만, 최근에는, 이것을 하면 앰프의 중고역의 소리의 품위를 해친다는 것으로써, 역으로「전압 증폭단의 고역 특성을 극단적으로 좋게 한다(· · · 그러한  시대가 되었습니다)」라는 방법으로 변화하고 있습니다.고전 앰프에서는 없었던 발상입니다.

출력측에서 차동초단 그리드로 귀환

마이클손 · 오스틴의 TVA1 앰프를 필두로, 초단을 차동회로로 구성하는 앰프가 하나의 흐름을 만들기 시작하고 있습니다. 그것은, 위상 반전 정밀도가 매우 높다는 것, 이론적으로 2차 일그러짐이 발생 하지 않는 것이 주된 이유입니다. 초단을 차동회로로 한 경우, 그 한편의 그리드에 신호를 입력합니다만, 부귀환은 남은 다른편의 그리드로 돌립니다.

아래 회로는, 초단을 진공관이 아니고 FET를 사용하고 있습니다만, 기본은 진공관의 경우와 완전히 같고, 부귀환은 출력 트랜스 2차측에서 초단 FET의 게이트 에 걸칠 수 있습니다.

귀환 정수를 결정하는 귀환 저항중, 받는측은 100Ω 가변 저항기 이 되어, 이 가변 저항기를 0Ω으로 한 경우는 무귀환 앰프가 됩니다. 그리고 저항값을 늘려 감에 따라, 귀환양은 서서히 증가해 갑니다. 이 방법은 매우 편리하고, 그 앰프에 있어서 최적인 임의의 부귀환양을  설정 할 수 있습니다.

부귀환 저항 1.8kΩ에는, 300pF의 위상 보정 콘덴서를 넣고, 이 위상 보정은 200kHz근처부터 효과가 있기 시작해, 290kHz에서 -3dB의 반응 저하의 정수 설정이 되고 있습니다. 그리고, 출력 트랜스의 2차측에, 저항과 콘덴서의 직렬 회로(15Ω+0.068μF)가 삽입되고 있습니다. 이것은, 초고역의 스피커를 포함하는 부하계 전체의 impedance가 너무 높게 되는 것 을 보정 하기 위한 것으로써, 이것이 있는 것과 없는 것과는, 앰프의 초고역의 안정도에 큰 차이가 납니다. 어느 쪽의 회로도, 부귀환을 걸친 앰프의 안정도를 확보하는 중요한 요소입니다.


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